Общим недостатком компенсационных стабилизаторов напряжения является низкий КПД из-за потерь в транзисторах регулирующего элемента, что, кроме того, требует мощных теплоотводов, значительно превышающих по габаритам и массе сами стабилизаторы. Более прогрессивным техническим решением являются импульсные стабилизаторы напряжения (ИСН), в которых транзисторы регулирующих элементов работают в ключевом режиме. При использовании высокочастотных транзисторов проблема КПД и массо-габаритных характеристик в таких стабилизаторах решается достаточно радикально.

Существуют три основные схемы ИСН : последовательный ИСН понижающего типа (рис. 12.15), параллельный ИСН повышающего (рис. 12.16) и параллельный инвертирующего (рис. 12. 17) типа. Все три схемы содержат накопительный дроссель L, регулирующий элемент 1, блокировочный диод VD, элементы управления 2, 3 и конденсатор фильтра С.

Импульсный последовательный стабилизатор понижающего типа выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 12.15, в которой регулирующий элемент 1 и дроссель L включены последовательно с нагрузкой Rn. В качестве РЭ используется транзистор, работающий в ключевом режиме. При открытом в течение времени Т„ транзисторе энергия от входного источника постоянного тока Ui (или выпрямителя с выходным напряжением Uo) передается в нагрузку через дроссель L, в котором накапливается энергия. При закрытом в течение времени Тп транзисторе накопленная в дросселе энергия через диод VD передается в нагрузку. Период коммутации (преобразования) равен Т=Ти+Тп. Частота коммутации (преобразования) F=1/T. Отношение длительности открытого состояния транзистора, при котором генерируется импульс напряжения длительностью Ти, к периоду коммутации Т называется коэффициентом заполнения Кз=Ти/Т.

Таким образом, в импульсном стабилизаторе регулирующий элемент 1 преобразует (модулирует) входное постоянное напряжение Ui в серию последовательных импульсов определенной длительности и частоты, а сглаживающий фильтр, состоящий из диода VD, дросселя L и конденсатора С, демодулирует их в постоянное напряжение Uo. При изменении выходного напряжения Uo или тока в нагрузке Rn в импульсном стабилизаторе с помощью цепи обратной связи, состоящей из измерительного элемента 3 и схемы управления 2, длительность импульсов изменяется таким образом, чтобы выходное напряжение Uo оставалось неизменным (с определенной степенью точности).

Импульсный режим работы позволяет существенно уменьшить потери в регулирующем элементе и тем самым повысить КПД источника питания, уменьшить его массу и габариты. В этом состоит основное преимущество импульсных стабилизаторов перед компенсационными стабилизаторами непрерывного действия.

Импульсный параллельный стабилизатор (повышающего типа) выполняется по структурной схеме на рис. 12.16, в которой регулирующий элемент 1 подключен параллельно нагрузке Rn. Когда регулирующий транзистор открыт, ток от источника питания Ui протекает через дроссель L, запасая в нем энергию. Диод VD при этом находится в закрытом состоянии и поэтому не позволяет конденсатору С разрядиться через открытый регулирующий транзистор. Ток в нагрузку в этот промежуток времени поступает только от конденсатора С. В момент времени, когда регулирующий транзистор закрывается, ЭДС самоиндукции дросселя L суммируется с входным напряжением и энергия дросселя передается в нагрузку, при этом выходное напряжение оказывается больше входного напряжения питания Ui. В отличие от схемы на рис. 12.15 здесь дроссель не является элементом фильтра, а выходное напряжение становится больше входного на величину, определяемую индуктивностью дросселя L и временем открытого состояния регулирующего транзистора (или скважностью управляющих импульсов).

Схема управления стабилизатором на рис. 12.16 построена таким образом, что, например, при повышении входного напряжения питания Ui уменьшается длительность открытого состояния регулирующего транзистора на такую величину, что выходное напряжение Uo остается неизменным.

Импульсный параллельный инвертирующий стабилизатор выполняется по структурной схеме, приведенной на рис. 12.17. В отличие от схемы на рис. 12.16 здесь дроссель L включен параллельно нагрузке Rn, а регулирующий элемент 1 - последовательно с ней. Блокирующий диод отделяет конденсатор фильтра С и нагрузку Rn от регулирующего элемента по постоянному току. Стабилизатор обладает свойством изменения (инвертирования) полярности выходного напряжения Uo относительно полярности входного напряжения питания.

Импульсные стабилизаторы в зависимости от способа управления регулирующим транзистором могут выполняться с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ), частотно-импульсной модуляцией (ЧИМ) или релейным управлением. В ШИМ-ста-билизаторах в процессе работы изменяется длительность импульса Ти, а частота коммутации остается неизменной; в ЧИМ-стабилизаторах изменяется частота коммутации, а длительность импульса Ти остается постоянной; в релейных стабилизаторах в процессе регулирования напряжения изменяется как длительность импульсов, так и частота их следования.

Наибольшее распространение на практике получил последовательный ИСН (рис. 12.15), в котором накопительный дроссель одновременно является элементом сглаживающего LC-фильтра. В стабилизаторах на рис. 12.16 и 12.17 дроссель L не участвует в сглаживании пульсации выходного напряжения. В этих схемах сглаживание пульсации достигается только за счет увеличения емкости конденсатора С, что приводит к увеличению массы и габаритов фильтра и устройства в целом.

Статическая регулировочная характеристика, определяемая для стабилизатора на рис. 12.15 по формуле Uo/Ui=Kз (1 - Кг), представляет собой прямую, наклон которой зависит (без учета потерь в регулирующем транзисторе и диоде) от отношения активных сопротивлений дросселя и нагрузки Kг=Rd/Rn. Напряжение Uo на нагрузке определяется относительной длительностью управляющих импульсов (при постоянном Ui) и не может быть больше напряжения питания, а линейность данной характеристики соответствует условиям устойчивой работы ИСН.

Рассмотрим основные элементы ИСН на рис. 12.15. Начнем с основного блока, схема которого показана на рис. 12.18.

Блок включает в себя силовую часть и регулирующий элемент на транзисторе VT1, управляемый ключом на транзисторе VT2 (диод VD2 служит для защиты базового перехода VT2 при большом отрицательном входном сигнале управления). Сопротивление резистора R1 выбирается из условия обеспечения закрытого состояния транзистора VT1 (100...900 Ом), a R2 - ориентировочно из условия kbUi=R2 Ikmax где k=l,5...2 - коэффициент запаса по насыщению; b, Ikmax - коэффициент усиления тока и максимальный импульсный коллекторный ток транзистора VT1. Аналогичным образом выбирается сопротивление резистора R3, но при этом в расчетах Ui заменяется амплитудой управляющего импульса функционального генератора. Отметим, что при выборе количества транзисторов РЭ можно руководствоваться рекомендациями, приведенными для схемы на рис. 12.12.

Исходными данными для выбора параметров схемы на рис. 12.18 являются:

напряжение Ui и пределы его изменения; внутреннее сопротивление Ri источника Ui; номинальное выходное напряжение стабилизатора Uo и допустимые пределы его регулировки; максимальный Inmax и минимальный Imin токи нагрузки, допустимая амплитуда пульсации выходного напряжения стабилизатора; коэффициент стабилизации Кn и внутреннее сопротивление Ro; максимальный температурный уход напряжения Uo и др. Порядок выбора параметров следующий:

1. Выбираем частоту преобразования F (до 100 кГц, для модели - единицы килогерц) и принимаем ориентировочно КПД=0,85...0,95.

2. Определяем минимальное и максимальное значения относительной длительности (коэффициента заполнения) импульса напряжения на входе фильтра:

3. Из условия сохранения режима непрерывности токов дросселя определяем его

минимальную индуктивность

4. Вычисляем произведение LC по заданному значению напряжения пульсации U„

откуда затем находим емкость конденсатора С.

Произведение LC определяет не только уровень пульсации, но и характер переходных процессов выходного напряжения после включения стабилизатора.

На рис. 12.19 показаны результаты моделирования схемы на рис. 12.18 при следующих данных: F=1 кГц, К,=0,5, Rn=100 Ом, L=200 мГн, С=100 мкФ (для рис. 12.19, а) и С=1 мкФ (для рис. 12.19, б). Как видно из рисунков, при сравнительно большом значении произведения LC переходная характеристика исследуемой схемы имеет колебательный характер, что приводит к скачкам выходного напряжения, которые могут оказаться опасными для потребителя (нагрузки).

Перейдем к рассмотрению следующего функционального узла ИСН - схемы управления и измерительного элемента. При этом целесообразно рассмотреть характеристики используемых в ИСН модуляторов.

Импульсные стабилизаторы с ШИМ по сравнению со стабилизаторами двух других типов имеют следующие преимущества:

О обеспечивается высокий КПД и оптимальная частота преобразования независимо от напряжения первичного источника питания и тока нагрузки; частота пульсации на нагрузке является неизменной, что имеет существенное значение для ряда потребителей электроэнергии;

О реализуется возможность одновременной синхронизации частот преобразования неограниченного числа ИСН, что исключает опасность возникновения биений частот при питании нескольких ИСН от общего первичного источника постоянного тока. Кроме того, при работе ИСН на нерегулируемый преобразователь (например, усилитель мощности) возможна синхронизация частот обоих устройств.

Недостатком ИСН с ШИМ по сравнению со стабилизатором релейного типа является более сложная схема управления, содержащая обычно дополнительный задающий генератор.

Импульсные стабилизаторы с ЧИМ, не имея существенных преимуществ перед другими типами ИСН, обладают следующими недостатками:

О сложность реализации регуляторов частоты в широких пределах, особенно при больших изменениях напряжения питания и тока нагрузки;

О отсутствие возможности реализации отмеченных выше преимуществ системы регулирования с ШИМ.

Последний недостаток относится и к релейным (или двухпозиционным) ИСН, которые характеризуются также сравнительно большой пульсацией напряжения на нагрузке (в стабилизаторах с ШИМ или ЧИМ пульсации выходного напряжения принципиально могут быть сведены к нулю, что невозможно достичь в релейных стабилизаторах).

В общем случае блок 3 (рис. 12.20) содержит делитель напряжения, источник опорного напряжения ИОН, сравнивающий элемент и усилитель рассогласования. Эти элементы выполняют такие же функции, что и в компенсационных стабилизаторах. Для ИСН с ШИМ к этим устройствам добавляются формирователь синхронизирующего напряжения (задающий генератор) и пороговое устройство, с помощью которых осуществляется формирование модулированных по длительности импульсов. Изменение длительности управляющего импульса осуществляется модуляцией его переднего или заднего фронта.

При модуляции переднего фронта линейно изменяющееся напряжение синхронизации на каждом периоде нарастает, а при модуляции заднего фронта управляющее напряжение в каждом периоде уменьшается. При модуляции фронтов напряжение синхронизации на каждом периоде нарастает и спадает. Этот вид модуляции по сравнению с односторонней модуляцией позволяет реализовать более быстродействующие ИСН, так как в этом случае мгновенное значение управляющего напряжения влияет на формирование фронтов.

Коэффициент передачи схемы управления, устанавливающий связь между изменениями относительной длительности импульсов на входе сглаживающего фильтра и напряжения на нагрузке (для ШИМ), равен

коэффициенты передачи делителя напряжения и усилителя рассогласования соответственно; Uy - амплитуда синхронизирующего напряжения.

Полная схема ИСН с элементами ШИМ показана на рис. 12.20. Делитель напряжения выполнен на резисторах R3, R4, источник опорного напряжения - на резисторе R5 и стабилитроне VD2, усилитель сигнала рассогласования - на OU1, пороговое устройство - на OU2. Поскольку оба ОУ питаются от однополярного источника, для согласования уровней в ключевом каскаде на VT2 в эмиттерную цепь включен параметрический стабилизатор (VD3, R8). В качестве задающего использован функциональный генератор в режиме треугольных импульсов; при модуляции по переднему фронту коэффициент заполнения (Duty cycle) выбирается максимальным (99%), при модуляции по заднему фронту - минимальным (0,1%), при модуляции по обоим фронтам - 50%. На рис. 12.21 показан результат моделирования процесса формирования управляющих импульсов при модуляции по переднему фронту.

Приведенные на рис. 12.21 результаты получены при Rn=100 Ом и Ui = 20 В. Как видно из рис. 12.21, сразу после включения источника питания формируются импульсы управления максимальной длительности, затем наступает продолжительная пауза из-за положительного скачка выходного напряжения Uo, затем опять идетт форсированный режим из-за отрицательного скачка Uo. Установившийся режим формирования управляющего импульса наступает через несколько периодов управляющего сигнала задающего генератора.

Контрольные задания

1. Для схемы на рис. 12.18 получите зависимость Uo=f(K,) при F=1 кГц, Uy=3 В (однополярность управляющих прямоугольных импульсов обеспечивается установкой на функциональном генераторе постоянной составляющей Offset=3 В, коэффициент заполнения К. задается выбором параметра Duty cycle), Ui=30 В, Rn=100 Ом, L=100 мГн, С=100 мкФ.

2. Для схемы на рис. 12.18 исследуйте зависимость формы переходных процессов от активного сопротивления потерь Rd включая последовательно с дросселем сопротивление 0,1... 10 Ом.

3. Исследуйте ИСН по схеме рис. 12.20 при модуляции заднего фронта, одновременно по переднему и заднему фронту и сравните результаты по времени выхода устройств в установившийся режим.

4. Для каждого способа формирования управляющих сигналов в установившемся режиме получите зависимость периода формирования управляющих сигналов от сопротивления нагрузки Rn в диапазоне 10... 1000 Ом и входного напряжения Ui в диапазоне 15...40 В.

LM2596 понижает входное (до 40 В) напряжение - выходное регулируется, ток 3 А. Идеален для светодиодов в машине. Очень дешёвые модули - около 40 рублей в Китае.

Компания Texas Instruments выпускает качественные, надежные, доступные и дешёвые, удобные в применении DC-DC контроллеры LM2596. Китайские заводы выпускают на её основе сверхдешёвые импульсные понижающие (stepdown) конвертеры: цена модуля на LM2596 примерно 35 рублей (вместе с доставкой). Я советую купить сразу партию в 10 штук - для них всегда найдётся применение, при этом цена опустится до 32 рублей, и меньше 30 рублей при заказе 50 штук. Подробнее о расчёте обвязки микросхемы, регулировке тока и напряжения, его применении и о некоторых минусах конвертера.

Типичный метод использования - стабилизированный источник напряжения. На основе этого стабилизатора легко сделать импульсный блок питания, я применяю её как простой и надёжный лабораторный блок питания, выдерживающий короткое замыкание. Они привлекательны постоянством качества (похоже, все они делаются на одном заводе - да и сложно сделать ошибки в пяти деталях), и полным соответствием даташиту и заявленным характеристикам.

Другая область применения - импульсный стабилизатор тока для питания мощных светодиодов . Модуль на этой микросхеме позволит вам подключить автомобильную светодиодную матрицу на 10 Ватт, дополнительно обеспечив защиту от КЗ.

Крайне рекомендую купить их десяток штук - обязательно пригодятся. Они по–своему уникальны - входное напряжение вплоть до 40 вольт, и требуется лишь 5 внешних компонентов. Это удобно - можно поднять напряжение на шине электропитания умного дома до 36 вольт, уменьшив сечение кабелей. В точках потребления ставим такой модуль и настраиваем его на нужные 12, 9, 5 вольт или сколько понадобится.

Рассмотрим их подробнее.

Характеристики микросхемы:

• Входное напряжение - от 2.4 до 40 вольт (до 60 вольт в версии HV)
• Выходное напряжение - фиксированное либо регулируемое (от 1.2 до 37 вольт)
• Выходной ток - до 3 ампер (при хорошем охлаждении - до 4.5А)
• Частота преобразования - 150кГц
• Корпус - TO220-5 (монтаж в отверстия) либо D2PAK-5 (поверхностный монтаж)
• КПД - 70-75% на низких напряжениях, до 95% на высоких

1. Источник стабилизированного напряжения
2. Схема преобразователя
3. Даташит
4. USB-зарядник на основе LM2596
5. Стабилизатор тока
6. Применение в самодельных устройствах
7. Регулировка выходного тока и напряжения
8. Улучшенные аналоги LM2596

История - линейные стабилизаторы

Для начала, объясню чем плохи стандартные линейные преобразователи напряжения вроде LM78XX (например 7805) или LM317. Вот его упрощённая схема.

Главный элемент такого преобразователя - мощный биполярный транзистор, включенный в своём «исконном» значении - как управляемый резистор. Этот транзистор входит в состав пары Дарлингтона (для увеличения коэффициента передачи по току и снижения мощности, необходимой на работу схемы). Базовый ток задаётся операционным усилителем, который усиливает разность между выходным напряжением и заданным с помощью ИОН (источник опорного напряжения), т.е. он включен по классической схеме усилителя ошибки.

Таким образом, преобразователь просто включает резистор последовательно с нагрузкой, и управляет его сопротивлением чтобы на нагрузке гасилось, к примеру, ровно 5 вольт. Нетрудно посчитать что при понижении напряжения с 12 вольт до 5 (очень частый случай применения микросхемы 7805) входные 12 вольт распределяются между стабилизатором и нагрузкой в отношении «7 вольт на стабилизаторе + 5 вольт на нагрузке». На токе в полампера на нагрузке выделяется 2.5 ватта, а на 7805 - целых 3.5 ватта.

Получается что «лишние» 7 вольт просто гасятся на стабилизаторе, превращаясь в тепло. Во-первых, из-за этого возникают проблемы с охлаждением, а во-вторых на это уходит много энергии из источника питания. При питании от розетки это не очень страшно (хотя всё равно наносится вред экологии), а при батарейном или аккумуляторном питании об этом нельзя не помнить.

Другая проблема - таким методом вообще невозможно сделать повышающий преобразователь. Часто такая потребность возникает, и попытки решить этот вопрос двадцать-тридцать лет назад поражают - насколько сложен был синтез и расчёт таких схем. Одна из простейших схем такого рода - двухтактный преобразователь 5В->15В.

Нужно признать, что он обеспечивает гальваническую развязку, однако он неэффективно использует трансформатор - каждый момент времени задействована лишь половина первичной обмотки.

Забудем это как страшный сон и перейдём к современной схемотехнике.

Источник напряжения

Схема

Микросхема удобна в применении в качестве step–down конвертера: мощный биполярный ключ находится внутри, осталось добавить остальные компоненты регулятора - быстрый диод, индуктивность и выходной конденсатор, также возможно поставить входной конденсатор - всего 5 деталей.

В версии LM2596ADJ также потребуется схема задания выходного напряжения, это два резистора или один переменный резистор.

Схема понижающего преобразователя напряжения на основе LM2596:

Вся схема вместе:

Здесь можно скачать даташит/datasheet на LM2596 .

Принцип работы: управляемый ШИМ–сигналом мощный ключ внутри устройства посылает импульсы напряжения на индуктивность. В точке А x% времени присутствует полное напряжение, и (1–x)% времени напряжение равно нулю. LC–фильтр сглаживает эти колебания, выделяя постоянную составляющую, равную x * напряжение питания. Диод замыкает цепь, когда транзистор выключен.

Подробное описание работы

Индуктивность противится изменению тока через неё. При появлении напряжения в точке А дроссель создаёт большое отрицательное напряжение самоиндукции, и напряжение на нагрузке становится равно разности напряжения питания и напряжения самоиндукции. Ток индуктивности и напряжение на нагрузке постепенно растут.

После пропадания напряжения в точке А дроссель стремится сохранить прежний ток, текущий из нагрузки и конденсатора, и замыкает его через диод на землю - он постепенно падает. Таким образом, напряжение на нагрузке всегда меньше входного напряжения и зависит от скважности импульсов.

Выходное напряжение

Модуль выпускается в четырёх версиях: с напряжением 3.3В (индекс –3.3), 5В (индекс –5.0), 12В (индекс –12) и регулируемая версия LM2596ADJ. Имеет смысл везде применять именно настраиваемую версию, поскольку она в большом количестве есть на складах электронных компаний и вы вряд ли столкнётесь с её дефицитом - а она требует дополнительно лишь два копеечных резистора. Ну и конечно, версия на 5 вольт тоже пользуется популярностью.

Количество на складе - в последнем столбце.

Можно сделать задание выходного напряжения в виде DIP-переключателя, хороший пример этого приведён здесь, либо в виде поворотного переключателя. В обоих случаях потребуется батарея точных резисторов - зато можно настраивать напряжение без вольтметра.

Корпус

Существует два варианта корпусов: корпус для планарного монтажа TO–263 (модель LM2596S) и корпус для монтажа в отверстия TO–220 (модель LM2596T). Я предпочитаю применять планарную версию LM2596S, поскольку в этом случае радиатором является сама плата, и отпадает необходимость покупать дополнительный внешний радиатор. К тому же её механическая стойкость гораздо выше, в отличие от TO-220, которую обязательно надо к чему–то привинчивать, хотя бы даже к плате - но тогда проще установить планарную версию. Микросхему LM2596T-ADJ я рекомендую использовать в блоках питания, потому что с её корпуса легче отвести большое количество тепла.

Сглаживание пульсаций входного напряжения

Можно использовать как эффективный «интеллектуальный» стабилизатор после выпрямления тока. Поскольку микросхема следит непосредственно за величиной выходного напряжения, колебания входного напряжения вызовут обратно пропорциональное изменение коэффициента преобразования микросхемы, и выходное напряжение останется в норме.

Из этого следует, что при использовании LM2596 в качестве понижающего преобразователя после трансформатора и выпрямителя, входной конденсатор (т.е. тот который стоит сразу после диодного моста) может иметь небольшую ёмкость (порядка 50-100мкФ).

Выходной конденсатор

Благодаря высокой частоте преобразования выходной конденсатор тоже не обязан иметь большую ёмкость. Даже мощный потребитель не успеет значительно посадить этот конденсатор за один цикл. Проведём расчёт: возьмём конденсатор в 100мкФ, 5В выходного напряжения и нагрузку, потребляющую 3 ампера. Полный заряд конденсатора q = C*U = 100e-6 мкФ * 5 В = 500e-6 мкКл.

За один цикл преобразования нагрузка заберёт из конденсатора dq = I*t = 3 А * 6.7 мкс = 20 мкКл (это всего 4% от полного заряда конденсатора), и тут же начнётся новый цикл, и преобразователь засунет в конденсатор новую порцию энергии.

Самое главное - не используйте в качестве входного и выходного конденсатора танталовые конденсаторы. У них прямо в даташитах пишут - «не использовать в цепях питания», потому что они очень плохо переносят даже кратковременные превышения напряжения, и не любят высокие импульсные токи. Используйте обычные алюминиевые электролитические конденсаторы.

Эффективность, КПД и тепловые потери

КПД не так высок, поскольку в качестве мощного ключа используется биполярный транзистор - а он имеет ненулевое падение напряжения, порядка 1.2В. Отсюда и падение эффективности при маленьких напряжениях.

Как видим, максимальная эффективность достигается при разности входного и выходного напряжений порядка 12 вольт. То есть, если нужно уменьшить напряжение на 12 вольт - в тепло уйдёт минимальное количество энергии.

Что такое эффективность преобразователя? Это величина, характеризующая токовые потери - на выделение тепла на полностью открытом мощном ключе по закону Джоуля-Ленца и на аналогичные потери при переходных процессах - когда ключ открыт, допустим, лишь наполовину. Эффекты от обоих механизмов могут быть сравнимы по величине, поэтому не нужно забывать про оба пути потерь. Небольшая мощность идёт также на питание самих «мозгов» преобразователя.

В идеальном случае, при преобразовании напряжения с U1 до U2 и выходном токе I2 выходная мощность равна P2 = U2*I2, входная мощность равна ей (идельный случай). Значит, входной ток составит I1 = U2/U1*I2.

В нашем же случае преобразование имеет эффективность ниже единицы, поэтому часть энергии останется внутри прибора. Например, при эффективности η выходная мощность составит P_out = η*P_in, а потери P_loss = P_in-P_out = P_in*(1-η) = P_out*(1-η)/η. Конечно, преобразователь вынужден будет увеличить входной ток, чтобы поддерживать заданные выходные ток и напряжение.

Можно считать, что при преобразовании 12В -> 5В и выходном токе 1А потери в микросхеме составят 1.3 ватта, а входной ток будет равен 0.52А. В любом случае это лучше любого линейного преобразователя, который даст минимум 7 ватт потерь, и потребит из входной сети (в том числе на это бесполезное дело) 1 ампер - в два раза больше.

Кстати, микросхема LM2577 имеет в три раза меньшую частоту работы, и её эффективность несколько выше, поскольку меньше потерь в переходных процессах. Однако, ей нужны в три раза более высокие номиналы дросселя и выходного конденсатора, а это лишние деньги и размер платы.

Увеличение выходного тока

Несмотря на и так довольно большой выходной ток микросхемы, иногда требуется ещё бОльший ток. Как выйти из этой ситуации?

1. Можно запараллелить несколько преобразователей. Конечно, они должны быть настроены точно на одно и то же выходное напряжение. В таком случае нельзя обойтись простыми SMD-резисторами в цепи задания напряжения Feedback, нужно использовать либо резисторы с точностью 1%, либо вручную задавать напряжение переменным резистором.

Если нет уверенности в маленьком разбросе напряжений — лучше параллелить преобразователи через небольшой шунт, порядка нескольких десятков миллиом. Иначе вся нагрузка ляжет на плечи преобразователя с самым высоким напряжением и он может не справиться. 2. Можно использовать хорошее охлаждение — большой радиатор, многослойная печатная плата большой площади. Это даст возможность [поднять ток](/lm2596-tips-and-tricks/ "Применение LM2596 в устройствах и разводка платы") до 4.5А. 3. Наконец, можно [вынести мощный ключ](#a7) за пределы корпуса микросхемы. Это даст возможность применить полевой транзистор с очень маленьким падением напряжения, и здорово увеличит как выходной ток, так и КПД.

USB-зарядник на LM2596

Можно сделать очень удобный походный USB-зарядник. Для этого необходимо настроить регулятор на напряжение 5В, снабдить его USB-портом и обеспечить питание зарядника. Я использую купленный в Китае радиомодельный литий-полимерный аккумулятор, обеспечивающий 5 ампер-часов при напряжении 11.1 вольта. Это очень много - достаточно для того чтобы 8 раз зарядить обычный смартфон (не учитывая КПД). С учётом КПД получится не меньше 6 раз.

Не забудьте замкнуть контакты D+ и D- гнезда USB, чтобы сообщить телефону что он подключен к заряднику, и передаваемый ток неограничен. Без этого мероприятия телефон будет думать, что он подключен к компьютеру, и будет заряжаться током в 500мА - очень долго. Более того, такой ток может даже не скомпенсировать ток потребления телефона, и аккумулятор вовсе не будет заряжаться.

Также можно предусмотреть отдельный вход 12В от автомобильного аккумулятора с разъёмом прикуривателя - и переключать источники каким-либо переключателем. Советую установить светодиод, который будет сигнализировать что устройство включено, чтобы не забыть выключить батарею после полной зарядки - иначе потери в преобразователе полностью посадят резервную батарею за несколько дней.

Такой аккумулятор не слишком подходит, потому что он рассчитан на высокие токи - можно попробовать найти менее сильноточную батарею, и она будет иметь меньшие размеры и вес.

Стабилизатор тока

Регулировка выходного тока

Возможна только в версии с настраиваемым выходным напряжением (LM2596ADJ). Кстати, китайцы делают и такую версию платы, с регулировкой напряжения, тока и всевозможной индикацией - готовый модуль стабилизатора тока на LM2596 с защитой от КЗ, можно купить под названием xw026fr4.

Если вы не хотите применять готовый модуль, и желаете сделать эту схему самостоятельно - ничего сложного, за одним исключением: у микросхемы нет возможности управления током, однако её можно добавить. Я объясню, как это сделать, и попутно разъясню сложные моменты.

Применение

Стабилизатор тока - штука, нужная для питания мощных светодиодов (кстати - мой проект микроконтроллерного драйвера мощного светодиода ), лазерных диодов, гальваники, заряда аккумуляторов. Как и в случае со стабилизаторами напряжения, есть два типа таких устройств - линейный и импульсный.

Классический линейный стабилизатор тока - это LM317, и он вполне хорош в своём классе - но его предельный ток 1.5А, для многих мощных светодиодов этого недостаточно. Даже если умощнить этот стабилизатор внешним транзистором - потери на нём просто неприемлемы. Весь мир катит бочку на энергопотребление лампочек дежурного питания, а тут LM317 работает с КПД 30% Это не наш метод.

А вот наша микросхема - удобный драйвер импульсного преобразователя напряжения, имеющий много режимов работы. Потери минимальны, поскольку не применяется никаких линейных режимов работы транзисторов, только ключевые.

Изначально она предназначалась для схем стабилизации напряжения, однако несколько элементов превращают её в стабилизатор тока. Дело в том, что микросхема всецело полагается на сигнал «Feedback» в качестве обратной связи, а вот что на него подавать - это уже наше дело.

В стандартной схеме включения на эту ногу подаётся напряжение с резистивного делителя выходного напряжения. 1.2В - это равновесие, если Feedback меньше - драйвер увеличивает скважность импульсов, если больше - уменьшает. Но ведь можно на этот вход подать напряжение с токового шунта!

Шунт

Например, на токе 3А нужно взять шунт номиналом не более 0.1Ом. На таком сопротивлении этот ток выделит около 1Вт, так что и это много. Лучше запараллелить три таких шунта, получив сопротивление 0.033Ом, падение напряжения 0.1В и выделение тепла 0.3Вт.

Однако, вход Feedback требует напряжение 1.2В - а мы имеем лишь 0.1В. Ставить бОльшее сопротивление нерационально (тепла будет выделяться в 150 раз больше), поэтому остаётся как-то увеличить это напряжение. Делается это с помощью операционного усилителя.

Неинвертирующий усилитель на ОУ

Классическая схема, что может быть проще?

Объединяем

Теперь объединяем обычную схему преобразователя напряжения и усилитель на ОУ LM358, к входу которого подключаем токовый шунт.

Мощный резистор 0.033 Ом - это и есть шунт. Его можно сделать из трёх резисторов 0.1 Ом, соединённых параллельно, а для увеличения допустимой рассеиваемой мощности - используйте SMD-резисторы в корпусе 1206, поставьте их с небольшим промежутком (не вплотную) и постарайтесь максимально оставить слой меди вокруг резисторов и под ними. На выход Feedback подключен небольшой конденсатор, чтобы устранить возможный переход в режим генератора.

Регулируем и ток и напряжение

Давайте заведём на вход Feedback оба сигнала - и ток, и напряжение. Для объединения этих сигналов воспользуемся обычной схемой монтажного «И» на диодах. Если сигнал тока выше сигнала напряжения - он будет доминировать и наоборот.

Пару слов о применимости схемы

Вы не можете регулировать выходное напряжение. Хотя невозможно регулировать одновременно и выходной ток, и напряжение - они пропорциональны друг другу, с коэффициентом «сопротивление нагрузки». А если блок питания реализует сценарий вроде «постоянное выходное напряжение, но при превышении тока начинаем уменьшать напряжение», т.е. CC/CV - то это уже зарядное устройство.

Максимальное напряжение питания схемы - 30В, поскольку это предел для LM358. Можно расширить этот предел до 40В (или 60В с версией LM2596-HV), если питать ОУ от стабилитрона.

В последнем варианте в качестве суммирующих диодов необходимо использовать диодную сборку, поскольку в ней оба диода сделаны в рамках одного технологического процесса и на одной пластине кремния. Разброс их параметров будет гораздо меньше разброса параметров отдельных дискретных диодов - благодаря этому мы получим высокую точность отслеживания значений.

Также нужно внимательно следить за тем, чтобы схема на ОУ не возбудилась и не перешла в режим генерации. Для этого старайтесь уменьшить длину всех проводников, а особенно дорожки, подключенной к 2 выводу LM2596. Не располагайте ОУ вблизи этой дорожки, а диод SS36 и конденсатор фильтра расположите ближе к корпусу LM2596, и обеспечьте минимальную площадь петли земли, подключенной к этим элементам - необходимо обеспечить минимальную длину пути возвратного тока «LM2596 -> VD/C -> LM2596″.

Применение LM2596 в устройствах и самостоятельная разводка платы

О применении микросхемы в своих устройствах не в виде готового модуля я подробно рассказал в другой статье , в которой рассмотрены: выбор диода, конденсаторов, параметров дросселя, а также рассказал про правильную разводку и несколько дополнительных хитростей.

Возможности дальнейшего развития

Улучшенные аналоги LM2596

Проще всего после этой микросхемы перейти на LM2678 . По сути - это тот же самый stepdown преобразователь, только с полевым транзистором, благодаря которому КПД поднимается до 92%. Правда, у него 7 ног вместо 5, и он не pin-to-pin совместимый. Тем не менее эта микросхема очень похожа, и будет простым и удобным вариантом с улучшенной эффективностью.

L5973D – довольно старая микросхема, обеспечивающая до 2.5А, и немного более высокий КПД. Также у неё почти в два раза выше частота преобразования (250 кГц) - следовательно, требуются меньшие номиналы индуктивности и конденсатора. Однако, я видел что с ней происходит, если поставить её напрямую в автомобильную сеть - довольно часто выбивает помехами.

ST1S10 - высокоэффективный (КПД 90%) DC–DC stepdown преобразователь.

• Требует 5–6 внешних компонентов;

ST1S14 - высоковольтный (до 48 вольт) контроллер. Большая частота работы (850 кГц), выходной ток до 4А, выход Power Good, высокий КПД (не хуже 85%) и схема защиты от превышения тока нагрузки делают его, наверное, лучшим преобразователем для питания сервера от 36–вольтового источника.

Если требуется максимальный КПД - придётся обращаться к неинтегрированным stepdown DC–DC контроллерам. Проблема интегрированных контроллеров в том, что в них никогда не бывает классных силовых транзисторов - типичное сопротивление канала не выше 200мОм. Однако если взять контроллер без встроенного транзистора - можно выбрать любой транзистор, хоть AUIRFS8409–7P с сопротивлением канала в пол–миллиома

DC-DC преобразователи с внешним транзистором

Следующая часть

Рассматриваемая сегодня микросхема - это регулируемый DC-DC преобразователь напряжения, или просто понижающий регулируемый стабилизатор тока 40 вольт на входе и от 1,2 до 35 В на выходе. LM2576 требует входное питание около 40-50 в постоянного тока. Так как она может держать токи до 3-х ампер, LM2576 работает как импульсный стабилизатор, способный управлять нагрузкой 3 А с минимальным количеством компонентов и небольшим радиатором. Цена микросхемы LM2576 составляет примерно 140 рублей.

Принципиальная схема стабилизатора

Особенности схемы

• Выходное регулируемое напряжение 1,2 - 35 В и низкий уровень пульсаций
• Потенциометр для плавной регулировки выходного напряжения
• На плате есть мостовой выпрямитель напряжения переменного тока
• Светодиодная индикация входного питания
• Размеры печатной платы 70 х 63 мм

Предназначена схема для настольных блоках питания, зарядных устройств для батарей, как светодиодный драйвер. Далее 2 варианта исполнения - в стандартном и планарном виде:

Почему в таких источниках стабилизированного питания нельзя применять простые параметрические стабилизаторы типа LM317? Потому что рассеиваемая мощность на напряжении 30 В 3 А будет несколько десятков ватт - потребуется огромный радиатор и кулер. А вот при импульсной стабилизации выделяемая на микросхеме мощность почти в 10 раз меньше. Поэтому с LM2576 получаем небольшой и мощный, универсальный регулируемый стабилизатор напряжения.
Источники питания
[Содержание номера ] [Содержание года ] [Архив ] [Статьи ]
Простой импульсный стабилизатор

С.Засухин, г.Санкт-Петербург

Преимущества импульсных стабилизаторов постоянного напряжения известны: высокий КПД и устойчивая работоспособность при большой разнице значений входного и выходного напряжений. В "Радио" уже публиковались описания таких стабилизаторов, но они либо не имеют защиты от замыкания в нагрузке , либо очень сложны . Предлагаемый стабилизатор с широтно-импульсным управлением (рис.1) по принципу действия близок к стабилизатору, описанному в , но, в отличие от него, имеет две цепи обратной связи, соединенные таким образом, что ключевой элемент закрывается при превышении напряжения на нагрузке или превышении тока, потребляемого нагрузкой.

Рис.1

При подаче питания на вход устройства ток, текущий через резистор R2, открывает ключевой элемент, образованный транзисторами VT2, VT3, в результате чего в цепи транзистор VT3 - дроссель L1 - нагрузка - резистор R6 возникает ток. Происходит зарядка конденсатора C4 и накопление энергии дросселем L1. Если сопротивление нагрузки достаточно большое, то напряжение на ней достигает 12 В и открывается стабилитрон VD4. Это приводит к открыванию транзисторов VT5, VT1 и закрыванию ключевого элемента, а благодаря наличию диода VD1, дроссель L1 отдает накопленную энергию нагрузке.

По мере уменьшения тока через дроссель и разрядки конденсатора C4 напряжение на нагрузке уменьшится, что приводит к закрыванию транзисторов VT5, VT1 и открыванию ключевого элемента. Далее процесс работы стабилизатора повторяется.

Конденсатор CЗ, снижающий частоту колебательного процесса, повышает КПД стабилизатора.

Более подробно о работе такого стабилизатора рассказано в .

При малом сопротивлении нагрузки колебательный процесс в стабилизаторе происходит иначе. Нарастание тока нагрузки приводит к увеличению падения напряжения на резисторе R6, открыванию транзистора VT4 и закрыванию ключевого элемента. Далее процесс протекает аналогично описанному выше. Диоды VD2 и VD3 способствуют более резкому переходу устройства из режима стабилизации напряжения в режим ограничения тока, потребляемого нагрузкой.

Нагрузочная характеристика стабилизатора приведена на рис.2. На участке а-б устройство работает как стабилизатор напряжения, на участке б-в - как стабилизатор тока. На участке в-г выходной ток с уменьшением сопротивления нагрузки хотя и растет, но даже в режиме короткого замыкания (точка г) он безопасен для деталей стабилизатора.

Рис.2

Интересно отметить: во всех режимах работы стабилизатора потребляемый им ток меньше тока нагрузки.

Стабилизатор выполнен на печатной плате из одностороннего фольгированного стеклотекстолита (рис.3). Резисторы - МЛТ и С5-16Т (R6). Оксидный конденсатор C4 составлен из двух конденсаторов К50-6 емкостью по 500 мкф каждый; конденсаторы C2 и CЗ - К10-7В. Диод КД226А (VD1) заменим на КД213; VD2 и VD3 могут быть любыми импульсными. Транзисторы VT1, VT4, VT5 - любые маломощные соответствующих структур с Uкэ max > Uвх . Транзистор VT2 (с некоторым ухудшением КПД) может быть любым из серии КТ814, VT3 - любым мощным структуры N-P-N в пластмассовом корпусе, который следует установить на теплоотводе размерами 40х25 мм из алюминиевого сплава.

Дроссель L1 представляет собой 20 витков жгута из трех проводов ПЭВ-2 0,47, помещенных в чашечный магнитопровод Б22 из феррита 1500НМ3. Магнитопровод собран с зазором толщиной 0,5 мм из немагнитного материала.

Безошибочно смонтированный стабилизатор налаживания не требует.

Стабилизатор несложно перестроить на другое выходное напряжение и ток, потребляемый нагрузкой. Необходимое выходное напряжение устанавливают выбором соответствующего стабилитрона VD4, а максимальный ток нагрузки - пропорциональным изменением сопротивления резистора R6 или подачей на базу транзистора VT4 небольшого тока от отдельного параметрического стабилитрона через переменный резистор.

Участок б-в на нагрузочной характеристике позволяет использовать устройство для зарядки аккумуляторных батарей стабильным током. При этом, правда, КПД стабилизатора падает, и если предполагается длительная работа на этом участке нагрузочной характеристики, то транзистор VT3 придется установить на более эффективный теплоотвод. Иначе допустимый выходной ток придется уменьшить.

Для снижения уровня пульсации выходного напряжения целесообразно использовать LC-фильтр, аналогичный примененному в .

Мною смакетирован аналогичный стабилизатор на напряжение 18 В при токе нагрузки, регулируемом от 1 до 5 А. Такое устройство можно использовать, например, для зарядки автомобильных аккумуляторных батарей, если предусмотреть защиту от их переполюсовки. Его транзисторы VT1 и VT2 - КТ914А, VT3 - КТ935А, VT4 и VT5 - КТ645А; диод VD1 - КД213; VD4 - два последовательно включенных стабилитрона Д814А. Конденсатор C4 - два оксидных емкостью по 500 мкф на номинальное напряжение 25 В. Дроссель L1 - 12 витков жгута из шести проводов ПЭВ-2 0,57 в магнитопроводе Б36 из феррита 1500НМ3 с зазором 0,5 мм. Резистор R6 - проволочный сопротивлением 0,05 Ом. Транзистор VT3 и диод VD1 установлены на общем теплоотводе с поверхностью 300 см² через слюдяные прокладки.

Для питания такого зарядного устройства использовался трансформатор ТН54 с соединенными последовательно обмотками. Мостовой выпрямитель на диодах Д242 с фильтрующим конденсатором емкостью 10 000 мкф на номинальное напряжение 50 В.

Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения

Выходное напряжение линейных стабилизаторов обычно меньше U вх на величину падения напряжения на регулирующем элементе. КПД непрерывных стабилизаторов мало (25 75 %), так как на регулирующем элементе рассеивается значительная мощность. В импульсных стабилизаторах регулируемое сопротивление заменяется ключом. В качестве ключа обычно применяют транзистор, который периодически переходит из закрытого состояния в открытое и наоборот, то подсоединяя, то отсоединяя нагрузку, и тем самым регулируя среднюю мощность, забираемую ею от источника. Величина U вых зависит от соотношения длительности открытого и закрытого состояний ключа. Частота переключений регулирующего элемента от единиц до сотен кГц, поэтому сглаживание пульсаций достигается малогабаритным фильтром, включенным после регулирующего элемента. Так как потери мощности в ключе малы, КПД достигает 0.85 0.95 при относительной нестабильности 0.1%.

Функциональная схема импульсного стабилизатора приведена на рис 2.4.10.
Рис. 2.4.10.

СУ - сравнивающее устройство, включающее ИОН. ИУ - импульсное устройство. Регулирующий транзистор VT работает в режиме переключений и соединен последовательно с сопротивлением нагрузки R н. Дроссель и конденсатор образуют сглаживающий фильтр для сглаживания пульсаций U вых. Диод VD включен в обратном направлении. Сигнал ошибки, возникший из-за дестабилизирующих факторов, подается со схемы сравнения, которая содержит ИОН, на вход ИУ. В ИУ происходит преобразование медленно меняющегося постоянного напряжения в последовательность импульсов. Если ИУ создает на своем выходе импульсную последовательность с постоянным периодом повторения и с меняющейся в зависимости от сигнала ошибки длительностью импульса t и, то схему называют стабилизатором с широтно - импульсной модуляцией (ШИМ), если t и =const, а меняется частота, то это стабилизатор с частотно - импульсной модуляцией (ЧИМ). Если же ИУ замыкает ключ при U вых U пор, то такую схему называют релейным или двухпозиционным стабилизатором. VT, VD, L, C образуют силовую цепь, а СУ и ИУ - цепь управления. Рассмотрим работу релейного стабилизатора. При подаче U вх VT открыт и ток через дроссель поступает в R н. Конденсатор заряжается в течение t и. Относительная длительность импульса  и /T. U L =U вх -U вых. Когда U н >=U н.макс, в цепи ООС вырабатывается такой управляющий сигнал, который запирает VT и i k =0 . В дросселе возникает противо ЭДС, препятствующая снижению тока, что способствует отпиранию диода. Энергия, запасенная в фильтре, поступает в R н. i д протекает через дроссель, С, R н, VD. При уменьшении i д уменьшается U н и когда U н <=U н.мин, схема управления вырабатывает отпирающий сигнал, VT открывается, пропуская ток в нагрузку i L =i н =i k +i д . U вых сохраняет заданный средний уровень U н. Из равенства нулю постоянной составляющей напряжения на дросселе следует: (U вх - U вых)=(T - )U вых, откуда U вых = вх (2.4.6).

Рис. 2.4.11.

Принцип действия стабилизатора с ШИМ. Частота переключения регулирующего транзистора постоянна. Изменяется соотношение между длительностями открытого и закрытого состояний регулирующего транзистора. На вход сравнивающего устройства (компаратора) подаются два сигнала, один из которых U ГПН поступает с генератора пилообразного напряжения, а второй - с выходного делителя. Переключение транзистора будет происходить в момент равенства этих сигналов. При увеличении U вх возрастает KU вых, что вызывает уменьшение длительности открытого состояния регулирующего транзистора и соответствующее уменьшение U н. По сравнению с релейным стабилизаторы с ШИМ более сложны и содержат большее число элементов.

Рис. 2.4.12.

В стабилизаторе с ЧИМ t и =const , а частота изменяется. Недостатки такого стабилизатора: сложность схемы управления, обеспечивающей изменение частоты в широких пределах; уменьшение коэффициента сглаживания при уменьшении частоты. В стабилизаторах с ШИМ можно подобрать оптимальную частоту, при которой КПД наибольший. Кроме того, в стабилизаторах с ЧИМ и ШИМ пульсации выходного напряжения меньше. В релейном стабилизаторе U вых~ принципиально не может быть равна нулю, так как периодическое переключение триггера в схеме управления возможно при изменении U н в пределах от U н.макс до н.мин.

Рис. 2.4.13.

В импульсном стабилизаторе с параллельным включением транзистора VT открыт в течение t и =, U L U вх, в дросселе накапливается энергия, а конденсатор разряжается на нагрузку. При запирании транзистора в дросселе наводится ЭДС самоиндукции. U вых =U вх +U L . Под действием этого напряжения открывается диод и конденсатор заряжается, U L =U вых -U вх. Постоянная составляющая на дросселе равна нулю, поэтому U вх  = (U вых - U вх)(T - ) U вых = U вх  + U вх - U вх /(1 - ) = U вх /(1 - ) (2.4.7) Это стабилизатор повышающего типа.

Рис. 2.4.14.

В инвертирующем стабилизаторе (рис. 2.4.14) при открытом VT в течение T в дросселе запасается энергия U L =U вх, конденсатор разряжается на нагрузку. При закрытом VT в дросселе индуцируется ЭДС обратного знака. U L =U вых в течение длительности T-T. Конденсатор заряжается от дросселя через открытый диод. U вх T=U вых (T-T) U вых =U вх /(1-) (2.4.8). По мере повышения частоты переключения регулирующего транзистора происходит увеличение относительной длительности процессов рассасывания избыточных носителей в базе VT и диода. Это может привести к нарушению устойчивой работы и переходу к режиму автоколебаний. Возрастают динамические потери в элементах стабилизатора и уменьшается его КПД. Коммутационные процессы приводят к изменению формы прямоугольных импульсов токов и напряжений (затягиваются передний и задний фронты), но это не столь существенно. А существенно то, что VT испытывает большую кратковременную перегрузку по току. Когда на базу закрытого VT поступает управляющий импульс, открывающий его, I к начинает нарастать, а ток через блокирующий диод VD убывать. Поскольку VD еще открыт, VT работает в режиме короткого замыкания и к нему приложено U вх и I к может в 5 10 раз превосходить I н. Таким образом, инерционность реальных диодов является основной причиной коммутационных перегрузок регулирующих транзисторов. Эти перегрузки будут тем больше, чем лучше импульсные свойства VT и хуже быстродействие диода. Приходится выбирать более мощный транзистор, использование которого по току будет низким. Для уменьшения перегрузок в коллекторную или эмиттерную цепи вводят токоограничивающие элементы. Введение дополнительного дросселя в коллекторную цепь показано на рис. 2.4.15.

Рис. 2.4.15.

L доп уменьшает скорость нарастания I к. R доп обеспечивает запирание VD доп к моменту открывания транзистора VT. Разряд дросселя происходит при закрытом VT через диод VD доп на R доп. В коллекторную или эмиттерную цепь может быть введен двухобмоточный дроссель (рис. 2.4.16).

Рис. 2.4.16.

Электромагнитная энергия, накопленная в L доп, при протекании тока через VT возвращается обратно в источник при закрытом VT. По сравнению с предыдущим случаем КПД стабилизатора увеличивается за счет исключения потерь мощности в R доп. При протекании тока через VD доп U кэ.макс =U вх +U вх W 1 /W 2 . Для уменьшения U кэ.макс соотношение между W 1 и W 2 должно быть W 2 (5 10)W 1 . При этом амплитуда напряжения на закрытом диоде U доп =(5 10)U вх. С целью уменьшения U кн, t вкл и I кэ0 запирание регулируемого транзистора производится подключением к переходу база - эмиттер источника U зап (рис. 2.4.17а).

Рис. 2.4.17

Когда VT1 открыт, VT2 закрыт, C1 заряжается током базы I б1 . При отпирании VT2 U c1 закрывает VT1. U c1 может изменяться в зависимости от U вх, U c1 разряжается на R 1 . Поэтому вместо R 1 включают стабилитрон или диоды в прямом направлении (рис. 2.4.17б). Хотя импульсные стабилизаторы экономичнее непрерывных, им присущи некоторые недостатки, основными из которых являются: 1) повышенное значение коэффициента пульсаций выходного напряжения (у релейных до 10 20%, с ШИМ - 0.1 1%); 2) большое динамическое внутреннее сопротивление, то есть падающая внешняя характеристика; 3) большие помехи, создаваемые стабилизатором, для ослабления которых на входе и выходе включаются дополнительные фильтры. Это определяет их область применения: в устройствах электропитания с постоянным током нагрузки значительной мощности, где требуются малый вес и габариты, но допускаются значительные пульсации U вых. В настоящее время выпускается три разновидности интегральных микросхем (ИМС) импульсных стабилизаторов: 1) импульсные стабилизаторы повышающего типа, с питанием от низкого входного напряжения от 2 до 12В, с минимальной рассеиваемой мощностью и встроенным полевым транзистором (серия стабилизаторов 1446ПН1, 1446ПН2, 1446ПН3); 2) универсальные маломощные ИМС, которые можно использовать при построении самых различных схем импульсных стабилизаторов (например, 142ЕП1 или 1156ЕУ1); 3) законченные стабилизаторы, включающие схему управления и силовой транзистор на ток до 10А (например, 1155ЕУ1). В таблице 1 приведены основные характеристики ИМС импульсных стабилизаторов этих трех групп. Повышающие импульсные стабилизаторы 1446ПН1, 1446 ПН2 и 1446ПН3 предназначены для работы с низким входным напряжением и фиксированным выходным напряжением +5 или +12В. КПД таких стабилизаторов доходит до 88%, а рабочая частота до - 170 кГц. При малой выходной мощности в качестве ключевого элемента используется внутренний полевой транзистор. Для питания мощных нагрузок необходимо использование дополнительного биполярного или полевого транзистора. Основное применение такие ИМС находят в источниках бесперебойного питания отдельных плат ЭВМ, при питании измерительных приборов от гальванических элементов, в переносных устройствах связи.

Таблица 1 Основные характеристики ИМС управления импульсными стабилизаторами

	Функциональное назначение			f пр,кГц	Pрас,Вт (КПД,%)
1446ПН1 (MAX731)	Повышающий конвертор
1446ПН2 (MAX734)
1446ПН3 (MAX641)
142ЕП1 (LM100)	Набор элементов для построения импульсного стабилизатора
1156ЕУ1 (µA78S40)
1155ЕУ1 (LAS6380)	Мощный импульсный стабилизатор

Наиболее универсальными являются ИМС второй группы, которые, по существу, представляют собой набор элементов для построения импульсных стабилизаторов различных типов. Из этих микросхем наиболее совершенной является ИМС типа 1156ЕУ1, упрощенная структурная схема которой приведена на рис.2.4.18. Микросхема представляет собой набор типовых блоков импульсного стабилизатора, расположенных на одном кристалле. В состав ИМС входят следующие узлы и блоки: источник опорного напряжения 1,25В; операционный усилитель с напряжением смещения 4мВ, коэффициентом усиления больше 200 тыс., скоростью нарастания 0,6В/мкс; широтно - импульсный модулятор, включающий задающий генератор, компаратор, схему "И" и RS - триггер; ключевой транзистор с драйвером (предварительным усилителем); силовой диод с прямым током 1А и обратным напряжением 40В.

Рис. 2.4.18.

Микросхема может управлять внешним биполярным или полевым транзистором, если требуется выходной ток больше 1,5А и напряжение выше 40В. ИМС 142ЕП1 использована в схеме ИСН релейного типа, структурная схема которого приведена на рис. 2.4.19.

Рис. 2.4.19 ИСН релейного типа.

ФРП - двухзвенный LC фильтр радиопомех, ослабляющий напряжение радиопомех, вносимых стабилизатором напряжения в первичную сеть при его работе. РЭ - силовой транзисторный ключ состоящий из ИМС типа 286ЕП3 (набор двух мощных транзисторов), дополнительного умощняющего транзистора VT и Др, ограничивающего скорость нарастания тока I к транзистора VT. СФ - (VD, L и C), фильтр, интегрирующий последовательность однополярных импульсов. ВФ - высокочастотный фильтр, дополнительно ослабляющий напряжение высокочастотных пульсаций тока нагрузки. УЗ - устройство защиты, обеспечивает защиту от перегрузок (транзисторная защита). На один из входов дифференциального УПТ подается опорное напряжение, на другой вход - напряжение с делителя, равное опорному. Сигнал рассогласования через эмиттерный повторитель ЭП поступает на триггер Шмидта. На его выходе вырабатываются однополярные импульсы, длительность которых изменяется в зависимости от сигнала УПТ. Эти импульсы управляют параллельным ключом ПК, который открывает или закрывает транзистор РЭ.